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1. 理论讲解
在上一篇文章中电子小白菜:【干货分享】轻松弄懂开关电源TL431环路补偿传递函数推导zhuanlan.zhihu.com
我们推导了TL431补偿器的2型传递函数,本文将讲述实际环路补偿的设计步骤。
对于硬件工程师来说,开关电源和运放的信号处理电路是最常遇到的,都是典型的带负反馈的闭环控制系统。因此,这两类电路设计的稳定性和控制理论密切相关。简化的闭环控制系统框图如图1所示,被控对象的传递函数为H,反馈部分的传递函数为G。图1
其传递函数推导如下:
——(1)
由式(1)化简得以下各式,
——(2)
——(3)
——(4)
以上各式中的GH一般称为系统的环路增益或者开环增益。
根据式(2)可知,当1+GH=0,即GH=-1时,意味着环路增益为1,相位滞后180°,系统不稳定发生自激振荡。当然也可以从另一个角度进行理解,系统发生自激振荡时,不需要输入量Xi,即净输入量
,可得GH=-1,即反馈量Xf和输出量Xo形成彼此互相维持的关系。
从稳定性条件出发,我们可以知道环路增益小于1时系统可以稳定,相位滞后不到180°时系统可以稳定。这表明左半平面的极点和零点都在某一方面提升稳定性,另一方面降低稳定性。比如左半平面极点可以使增益降低,这能提升稳定性;但是极点增加了相位滞后,这降低了稳定性。比如左半平面零点使相位超前,这能提升稳定性;但是零点使增益增加,这降低了稳定性。只有右半平面零点是最特殊的,增加增益的同时相位滞后,这会加剧系统不稳定。
根据控制理论的稳定性条件可知,相位裕量至少为45°,转化为伯德图的话,就是要求在增益为0dB时的穿越频率处,斜率应该为-20dB/decade,即负20dB每十倍频,或斜率为
,两者等价。
根据式(3)可知,当GH>>1时,即引入深度负反馈后,Xf=Xi。这就是为什么运放的虚短需要在引入深度负反馈时才成立的原因。由于运放本身的开环放大倍数H已经非常大,引入负反馈后一般都能满足深度负反馈的要求。
根据式(4)可知,如果想要直流稳态误差为0,则应满足
。这就是为什么控制系统的低频环路增益(开环增益)要尽量大的原因,这点在开关电源环路设计中很重要。
对于一般的运放电路而言,图1即是其控制系统框图。而开关电源的系统框图则较为复杂,如图2所示,可以将PWM调制器,开关管和LC滤波器合并统称为功率级,用H表示,误差补偿器用G表示,反馈分压系数用k表示,实际设计中我们经常将k和G合并在一起称为G,则简化后的框图和图1类似,环路增益为GH。另外,实际系统中还经常存在输入扰动和负载扰动,通过线性叠加定理,总输出则可表示为下式:
——(5)
通过式(5)可以比较清楚地看到输入扰动和负载扰动对输出的影响,输入扰动对应线性调整率指标,负载扰动则对应负载调整率指标。另外通过前述结论我们知道,要想稳态误差越接近于0,则GH直流环路增益应该越大越好。图2
以笔者平常设计中遇到最多的反激式开关电源为例,控制芯片采用的基本都是电流峰值模式。反激式开关电源是从buck-boost拓扑演变而来,拓扑示意如图3所示,该拓扑中所有参数为转化为到副边侧后的等效参数。图3
电流模式的的功率级传递函数为:
——(6)
其中,Ri为电流检测电阻,
为功率级传递函数的直流增益,记为
。
为反激式变压器的原边电感值,副边电感
,n为变压器匝数比。
右半平面零点频率为
;
电容ESR零点频率为
;
极点频率为
。
实际传递函数中还有一个极点,只是频率较大,所以没有考虑在内,相应的伯德图如图4所示。图4
在开头所说的文章中我们已经得到了使用TL431的2型补偿器传递函数,此例采用如图5所示的环路接法,其传递函数为:
——(7)
其中,中频带增益为
,
零点频率为
,
极点频率为
,对应的伯德图如图6所示。
图5
图6
将功率级传递函数和补偿器传递函数的伯德图进行相加叠加,就得到环路增益GH的伯德图,如图7中的橙色曲线所示。图7
记补偿后的穿越频率为
(即我们人为想要设置的截止频率,已知),补偿器传递函数的积分器部分的穿越频率为
,功率级传递函数的极点(补偿器传递函数的零点)为
,补偿器的中频带增益为
,由于伯德图将传递函数从乘除关系转化为了加减关系,各曲线之间可以通过平移关系进行求解,因此可以推导得出以下结论:
,
,
化简得,
——(8),
据此求得Gp大小。
当然以上所有推导都基于一个前提条件:电路工作于CCM(连续导通模式)。
2. 设计实例
假设设计好完毕功率级的反激电源输出12V,1A(负载12Ω),轻载时电流为0.5A(负载24Ω),输入为220V市电,原边侧电感Lp=10mH,匝数比n=9.8,输出电容为470uF,其ESR=50mΩ,开关频率fs=55KHz,电流检测电阻Ri=1Ω,最大占空比D=0.45。
计算功率级传递函数的直流增益:
计算右半平面零点频率,从而确定穿越频率fc:
因此取穿越频率
。
计算功率级极点频率:
由于负载会变化,轻载时,极点频率最小,
计算补偿器中频带增益:
因此,
,
——(9)。
确定补偿器零点和极点频率:
零点频率选取为穿越频率的1/10,
——(10)。
极点频率可选取为右半平面零点和ESR零点中的较小值,ESR零点频率
,可选为7KHz,
因此,
——(11)。
现在我们得到了式(9)(10)(11)
根据上篇文章静态工作点的计算方法,假设算的R4=2K,R5=1K,光耦的CTR=1,R6=6K,由于输出12V,基准电压为2.5V,所以可选择R1=15K,R2=3.9K。
因此,根据式(9)可求得:R3=10K。
根据式(10)可求得:C1=14nF,选为15nF。
根据式(11)可求得:C=3.8nF,选为3.9nF。
当然最后还要根据电路板实测再进行参数调整。
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