【文献阅读】Adaptive Arrays

符号表

由于论文内符号繁杂,这里写了一个符号表

符号含义
μ k l \mu_{kl} μklkl协方差项
n k n_k nkK通道的复包络
n l n_l nlL通道的复包络
μ l k \mu_{lk} μlkkl协方差项的共轭
α \alpha α定义信号的幅度和时间变化
s k s_k skk信道中的信号
w k w_k wk权重
M M M噪声输出的协方差矩阵
W W W权重列向量
S S S信号列向量
N N N噪声列向量
v s v_s vscombiner的信号输出
W t W_t Wt转置的权重列向量
W t W_t Wt转置的信号列向量
v n v_n vncombiner的噪声输出
P n P_n Pn噪声输出功率
W k ^ \hat{W_k} Wk^经过转换后的权重矩阵
S ^ \hat{S} S^经过转换后的信号矩阵
M ∗ M^* M噪声输出的协方差矩阵做了共轭
1 k 1_k 1kK阶恒等矩阵
A A A假设的一个矩阵

Abstract

文章提出了提出了一种自适应优化阵列天线信噪比的方法。给出了自适应阵与旁瓣对消的关系,并讨论了一种实时自适应实现方法。

Introduction

阵列的方向图可以通过在整个阵列上应用线性相位加权来操纵,并且可以通过对阵列元件的输出进行幅度和相位加权来成形。大多数阵列都是用固定权重来构建的,其设计目的是产生一种在分辨率、增益和低旁瓣之间折衷的方向图。特别吸引人的一点是,根据环境自适应变化权重的方案。在这份报告中,我们展示了如何自适应技术可以应用到天线阵列,以减少其对任何类型的干扰或干扰的敏感性。我们开始的推导“control law”的阵列权重,将最大化阵列输出的SNR中。
SNR优化
众所周知,当来自单元通道的噪声贡献具有相等功率且不相关时,均匀加权阵列给出最大SNR。当接收机噪声和均匀分布的天空噪声是主要噪声贡献时,这些条件近似有效。但是,当存在来自其他带内发射机的定向干扰时。在这个文章中,我们要考虑天线权重,来最大化噪声环境下的SNR。问题就被转化成了找到K通道的optimum coherent combiner。所有的信号都由它们的复包络表示。
K个通道中的每一个通道都包含噪声分量,其复包络由 n k n_k nk表示,第k个通道中的包络功率由 μ k k \mu_{kk} μkk表示,并且 n k n_k nk n l n_l nl的协方差由下式表示:
在这里插入图片描述
*代表了共轭。还有另一个公式:
在这里插入图片描述
当K个通道表示阵列天线的元件的输出时,协方差项 μ k l \mu _{kl} μkl由接收机噪声和天线“看到”的所有噪声源的空间分布决定。我们假定这一协方差是已知的。当所需信号出现时,假设它与已知的复数 s k s_k sk成比例出现在K个通道中。信号在信道 k k k中用 α s k \alpha s_k αsk表示。其中 α \alpha α定义信号的幅度和时间变化。在具有等间距元件的线性阵列天线中, s k s_k sk由所需信号的方向确定。
θ \theta θ是机械视轴, s k s_k sk表示如下:
在这里插入图片描述
d d d是物件的间隔, λ \lambda λ是波长。问题在于选择权重 ω k \omega _k ωk,来让combiner的输出SNR最大化。优化权重由下面这一等式来决定。
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M M M是噪声输出的协方差矩阵。 M = [ μ k l ] M=[\mu _{kl}] M=[μkl]
在这里插入图片描述
以上两个是列向量,为了得到
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我们开始写combiner的信号和噪声输出的表达式。
信号的输出是:
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这可以方便地用矩阵表示法表示为:

小t、下角标意味着转置。同样,噪声的输出也能被表示为:
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此处的N是
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预期输出噪声功率为:
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算子 E E E只会影响噪声项,所以式子可以做如下变形:
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M M M在这里是
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M M M是噪声分量的协方差矩阵。如果噪声分量是不相关的,则矩阵 M M M将是对角矩阵。然而,总的来说, M M M的任何位置都可以有非零元素。当 μ k l = μ l k ∗ \mu_{kl}=\mu_{lk}^* μkl=μlk,矩阵 M M M就变成了Hermitian矩阵(矩阵中每一个第i行第j列的元素都与第j行第i列的元素的共轭相等)。它也是正定的,因为输出噪声功率 P n P_{n} Pn W ≠ 0 W\ne 0 W=0时大于零。
由于M是正定厄米特矩阵,它可以通过非奇异坐标变换“对角化”。这意味着存在一种变换,它将问题转化为所有通道具有相等功率且不相关的噪声分量的问题。
假设变换矩阵为A,如下图所示:
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在那里所示的变换之后,信号和噪声分量分别变为:
信号的:
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噪声的:
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上标符号(^)被用来表示变换后的量被怎么变换?矩阵A跟着combiner如下图所示
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通过适当地关联在每种情况下使用的权重,可以使其等同于图2-1的combiner。
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如果变换矩阵A的输出与权重 W k ^ \hat{W_k} Wk^组合,则输出信号将是
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同样的,输出噪声会变成
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我们注意到在转换后合并通道矩阵 A A A和权重向量 W ^ \hat{W} W^等价于权重向量 A t W ^ A_t\hat{W} AtW^没有变换矩阵。因此,对于同等的产出,我们有
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以图2-2中的量表示的输出噪声功率为
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由于变换矩阵A去除相关噪声分量并使它们的功率相等,A的噪声分量的协方差矩阵就是K阶恒等矩阵。
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通过以上的等式,我们得到了:
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如果图2-2和图2-1是的配置是相等的,,我们可以得到
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因此
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等式(2-29)表示变换矩阵A对角化矩阵M的事实。
图2-2中噪声分量 n k ^ \hat{n_k} nk^功率相等且不相关的加权向量 W ^ \hat{W} W^的最佳选择为
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μ \mu μ在这里是任意常量。为了展示上面这一式子是优化过的,应用柯西施瓦茨不等式来证明:
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上面计算的是W矩阵模的平方。
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将W等量代换成 P n P_n Pn后,得到上述不等式。这为SNR设置了一个上限。
当把 W ^ \hat{W} W^用另一个等式替换的话,会得到
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在等式2-35,这是SNR的最大可能值,因此,我们已经证明了 μ S ∗ ^ \mu \hat{S^*} μS^ W ^ \hat{W} W^的最佳值。W的最佳值现在可以从(2-22)获得
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下面是W的最佳值计算方法,
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因此,对于图2-1中的combiner,最优权向量W是满足方程的W值:
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最后的输出信噪比的公式如下:
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上面这个信噪比公式,是由下面这些公式得来的:

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广义奇异值噪声优化

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