17 MOS管

参考资料

全面认识MOS管，一篇文章就够了-云社区-华为云基础知识中 MOS 部分迟迟未整理，实际分享的电路中大部分常用电路都用到了MOS管，今天势必要来一篇文章，彻底掌握mos管！https://bbs.huaweicloud.com/blogs/375339

一、初识MOSFET

从初学者的角度来说，我们在学习一个新的知识点的时候，经常会借助已知的知识点，并与之类比。借助已经熟悉的知识点，并对比着学习掌握新的知识点是一种高效、快捷并有效的学习方法。可以拿来和MOSFET（场效应管）进行类比的管子，我们自然会想到三极管，它们有诸多类似之处。

1、分类

为了方便记忆图标，还可以这样去理解代表类型的箭头方向。NPN三极管的箭头是朝外的，而N-MOS的箭头是朝内的；与之对应，PNP三极管的箭头是朝内的，而P-MOS的箭头是朝外的。

图1.1，三极管和MOSFET的图标对比

2、三极管与MOSFET的导通条件对比

图1.2，三极管和MOSFET的导通条件的对比

3、三极管和MOSFET的导通原理对比

三极管的导通深度决定于基极电流（Ibe)的大小，集电极-发射极电流（Ic）是Ibe放大之后的结果（放大倍数Beta，Ic=Beta*Ibe）；MOSFET的导通深度决定于栅源极之间的电压大小(Vgs)，表现为Vgs越大，DS之间的导通电阻Rds(on)越小。所以，有一个简单的说法：“三极管是电流型器件，MOSFET是电压型器件”。

三极管是电流型器件，MOSFET是电压型器件”的意思是设计三极管电路时，需要关注Ibe的大小，不但是Vbe电压达到阈值就可以了。不同大小的Ibe会使三极管分别处于截止、放大及饱和区；MOSFET是电压型器件，意思是MOSFET的控制只关注Vgs电压，超过导通阈值，MOSFET就由截止进入导通了，接着Vgs电压越大，导通电阻Rds(on)越小，也即导通越充分。

所以，大家在设计电路时，特别是开关电路时，更加青睐于使用MOSFET而不是三极管，因为电压型的器件更方便控制。当然，一般来说MOSFET的成本会高于三极管，所以实际设计电路需要根据实际情况做出妥协。

4、总结

NMOS是栅极高电平（|VGS| > Vt）导通,低电平断开,可用来控制与地之间的导通。

PMOS是栅极低电平（|VGS| > Vt）导通,高电平断开,可用来控制与电源之间的导通。

NMOS因Source端一般接地（低电位），所以要让|VGS| > Vt, 则Gate端一般要接正电压，这样管子才能导通；

PMOS因Source端一般接VDD（高电平），所以要让|VGS|>Vt,则Gate端一般要接负电压（低与VDD的电压），这样管子才能导通。

NMOS的特性，Vgs大于一定的值就会导通，适合用于源极接地时的情况(低端驱动)，只要栅极电压达到一定电压（如4V或10V, 其他电压，看手册）就可以了。

PMOS的特性，Vgs小于一定的值就会导通，适合用于源极接VCC时的情况(高端驱动)。但是，虽然PMOS可以很方便地用作高端驱动，但由于导通电阻大，价格贵，替换种类少等原因，在高端驱动中，通常还是使用NMOS。

二、真实的MOSFET

以上对三极管和MOSFET的对比一般是MOSFET入门时必须掌握的知识，类比是为了增强进入学习的信心，但是如果止步于此，甚至满足于此，则是十分可惜的。因为仅凭这几点初识，实际上连MOSFET的门都还没摸到，如果用此三把斧去设计实际电路，很有可能会被打击得“鼻青脸肿”，轻者设计的电路不工作，重则MOSFET“炸管”。

1、MOS管在导通过程是需要驱动电流的，而且所需的驱动电流很大

图1.3是典型的三极管开关电路，经过粗略计算得到Ibe=(3.3-Vbe)/R1-Vbe/R2~=57uA。

所以，三极管电路的基极驱动电流是很微弱的（微安这个数量级）。普通三极管的放大倍数至少也有50左右，所以，理论上Ic=50*0.057=2.85mA，那么R3的压降Vr3=Ic*R3=2.85*10=28.5V>>5V，所以图1.3的三极管已经处于饱和状态。

图1.3，典型的三极管开关电路

如果维持R3=10K不变，使得三极管处于放大状态，则极限的Ic=5/R3=0.5mA，反推至基极Ibe=Ic/Beta=0.5/50=10uA。所以，为了使得三极管工作在放大状态，那么Ibe必须小于10uA，因为设计及调试三极管放大电路使得大多数人望而却步。还好现在使用集成电路的场合比较多，应用三极管也多使其工作于饱和区（作开关使用）。

如果，将图1.3的三极管直接替换成MOSFET，如图1.4，那么情况会如何呢？实际上，可以很负责的告诉你这个电路无法工作。

图1.4，在典型的三极管开关电路（图1.3）中替换三极管为MOSFET

由于MOSFET的导通不需要GS的电流来维持，只需要GS的电压来维持，所以VGS=3.3*R2/(R1+R2)=1.1V。这是和三极管电路的区别之一，三极管在导通之后，仍然需要基极电流Ibe的维系，然后Vbe在导通之后会被钳位（~0.7V）；MOSFET在导通之后无需电流的维系，所以VGS的电压可以直接使用电阻的分压比进行计算。

假设，此MOSFET的导通阈值电压Vgs_th实际上，MOSFET在导通瞬间需要很大的驱动电流，大到安培这个数量级（1~2A是正常的）。所以，R1=20K限制了驱动电流，因此这个电路是没法工作的。

改进的方法很简单，使得R1=0~10Ohm，可选择R1=0R或1R，稍微给R1配点阻值（比如1R）是为了减小导通过程中产生的振铃；R1的数值太大会导致开关过程过程甚至无法导通。因为，MOSFET的导通深度(Rdson)会随着VGS电压的增加而加深(Rdson变小），所以一般在安全范围内尽可能使用较高的VGS电压来驱动MOSFET。

图1.5，改进后的MOSFET开关电路

2、不可忽视的MOSFET极间参数

为什么MOSFET在导通过程中会需要安培级别的驱动电流呢？原因是MOSFET的极间有不可忽视的寄生参数（此处只讨论寄生电容）。

图1.6，实际的MOSFET模型

如图1.6， MOSFET的极间电容模型：

► Input capacitance: Ciss = Cgd + Cgs

► Output capacitance: Coss = Cgd + Cds

► Reverse transfer capacitance: Crss = Cgd

在MOSFET导通之前，首先需要打点这些寄生电容（给输入电容Ciss（Cgd+Cgs）充电，交流模型里D和S“对地”）,如图1.7。VGS的驱动电压来临瞬间（上升沿），Ciss(Cgs+Cgd)相当于对地短路，所以峰值的Igs=Vgs/(Rg+r)，r为驱动电路的内阻，所以GS的瞬态峰值电流达到安培级别不足为奇。

图1.7，MOSFET导通过程中的预充电模型

所以，极间寄生电容是MOSFET的重要参数之一，这也是跳出“三极管思维”的起点。关于MOSFET极间寄生参数的影响，后文还会被不断地提及。

3、MOSFET是电压敏感型的器件(体二极管)

MOSFET对电压十分敏感，一旦过压就会损坏，早期的MOSFET对静电(ESD)十分敏感，而三极管相对“耐操“些，这算是电压型器件的弱点吧。

当然，现在的MOSFET已经没有这么”脆弱“了，首先不用特别担心DS极的问题，因为一般都会集成一颗体二极管（Body Diode），如图1.8。

图1.8，集成了体二极管的MOSFET

集成的体二极管的主要作用是“续流”。比如，在BUCK开关电源中，上管关闭但是下管还未打开的这一小段“死区”时间内进行续流，避免MOSFET受到电压的冲击而损坏。

图1.9，MOSFET的体二极管的续流作用

我们在选择MOSFET时，一般会留足足够的电气参数的裕量，但是由于寄生参数（此处主要指寄生电感）的影响，电压上会出现一些远高于电源电压的电压尖峰。以BOOST电路为例，如图2.0，当MOS管关闭那刻DS之间将承受较高的电压冲击（Vout+振铃）。

图2.0，BOOST电路中MOSFET在关闭时承受较高的Vds冲击

除了续流作用，还有一些MOSFET的体二极管还具有电压钳位作用，类似于“稳压管”避免DS过压而损坏，在一些应用场景比较紧凑的场合不妨考虑选择此类MOSFET，如图2.1的MOSFET的体二极管具备钳位效果，它能将振铃的电压钳位。

图2.1，具有钳位作用的体二极管

真正需要额外防护的是对GS极的防护，避免GS过压。在实际应用时，需要确定是否GS过压的可能性或者风险，然后正确做好防护，一般的方式是在GS之间加一个稳压管。如图2.2，是典型的高位MOSFET开关电路，一般MOSFET的GS间耐压是20V，最大的输入电压是24V，所以MOSFET的GS有过压损坏的风险，因此此处使用了一颗18V稳压管对Vgs进行了钳位防护。

图2.2，High-Side Switch中GS极的防护

4、MOSFET的开关电路的奇怪现象——漏电(MOS开关电路)

如图2.2的MOSFET开关电路，有时候会出现奇怪的现象，即使开关未曾使能（SW保持低电平），理论上MOSFET是处于关闭状态的，但是某些场景下，此时Vout仍然是有输出电压的（漏电）。

导致漏电现象的原因在于，前面已经重点介绍过的MOSFET的极间寄生电容的影响，输入Vin通过MOSFET的极间寄生电容“透传”到了输出Vout上面。所以基本对策是尽量选择极间寄生电容小的MOSFET，如果由于成本等原因的局限，无法替换MOSFET的话，可以尝试在输出端放一颗nF级别的小陶瓷电容，有时可以解决这个漏电的问题；有时需要在输出端放置一个假负载（和输出电容并联一个电阻作为假负载）。

综合以上两种对策，得到图2.3改良之后的高位MOSFET开关，从Vout有输出的瞬态的角度看，C1相当于“直通”，R4充当了“假负载”的作用；在电路达到稳态之后，C1又识趣地“断开”了，R4不会对输出产生影响。专业点说，C1和R4组成了一条“高频”通道。

同时R4还起到了抑制三极管的“温漂”的作用。原理如下：

温度上升 --> 三极管的Vbe压降减小 --> Ir1=(Vsw-Vbe-Vr4)/R1上升，同时Ir2=(Vbe+Vr4)/R2下降 Ir1=Ir2+Ibe

-->Ibe=(Ir1-Ir2)上升 -->Ic上升 --> Vr4=Ic*R4上升--> (Vbe+Vr4)回归稳定，Vr4的上升弥补了Vbe的下降。同理，环境温度下降时也可作同样的分析。

图2.3，改良之后的High-Side Switch

5、BUCK电路中，MOSFET的上下管直通的问题

虽然芯片在设计时已经在上下管交替导通的间隙内插入了“死区时间(dead time)”，但是在BUCK电路中，上下MOS管直通仍然是常见的故障，直通的后果很严重，轻者过热，重者“炸管

图2.4，由于上下管直通导致的MOS“炸管”

引起上下管直通的原因仍然是因为MOS管的极间寄生电容的缘故。上管在打开时，通过下管的Cgd以及Cgs拉升了下管的GATE电压（如图2.4的“鼓包”），如果这个“鼓包”达到了下管开通的门限电压则直通了。

我们知道MOS的导通深度是和GATE的电压大小有关的，GATE电压虽然已到达门限值，但是电压不够高的话，MOS的Rds(on)很高，此刻的直通不会“炸管”，但是会表现为温升。此种情形很容易被忽视，所以对电路进行极限测试很重要，在极限测试时是比较容易发现MOS的异常温升的。

图2.5，引起上下管直通的原理分析

图2.5是针对同步BUCK电路中，上下管直通的原理分析。导致直通的原因是极间寄生电容Cgd以及Cgs，所以在高电压以及快速开关时(high dv/dt)比较容易发生直通现象。如果下管的寄生电容Ciss(Cgd+Cgs)以及Crss(Cgd)较大时，也会增加直通发生的概率。

因此，选用大比值的Cgs/Cgd(或者Qgs/Qgd)可以减小问题的概率，适当减弱驱动(dV/dt)及减小下管GATE的泄流阻抗都会达到改善直通的效果。

有时候，直通现象多少是存在的，表现为温升，刻意地去改善直通会降低开关效率，后果同样也是增加温升。因此，正确的做法是在极限情形下评估，如果各项指标符合预期则无需在意上下管之间可能存在的微弱“直通”。

6、BUCK电路中实际的MOSFET开关波形解析

1、实际的MOSFET波形 – 上管开通

上管快速开启时，SW会通过寄生电容Cgd耦合到下管的Vgs之上，抬升了Vgs电压，此为米勒效应"Miller Effect"。

上管导通时的米勒效应可能会误触发下管，导致上下管直通的现象发生。选择High Cgs/Cgd ratio的MOSFET有利于改善米勒效应。

图2.6，MOSFET开通的波形

2、真实的MOSFET开关波形 – 上管关闭

上管快速关闭时，SW会通过寄生电容Cgd耦合到下管的Vgs之上，拉低Vgs电压至负压（电容的电荷未变。上管打开时，Cgd被充电，现在极性翻转，所以下管Vgs会出现负压，类似Charge-pump的原理），此为米勒效应"Miller Effect"。

上管关闭时的米勒效应所导致的后果是，使得下管的Vgs变为负压，所以不会发生不良后果。

图2.7，MOSFET的关闭过程

三、核心知识点

上文的介绍，首先由三极管切入，目的是为了初学者不惧怕；接着，基于实际案例及实测的波形重点介绍了MOSFET的寄生参数特别是寄生电容对MOSFET的严重影响，有时甚至会导致灾难性性的后果。

MOSFET的实际应用多种多样，可能发生的故障及现象也必定千奇百怪，案例只能帮你有个直观的认识，别人的故事不可原样照搬至自己这里。

所以，文末准备帮大家在理论上梳理并剖析一下MOSFET的开通和关闭的过程。理论的东西总是枯燥乏味的，结合前文的案例来看，相信又没那么的枯燥。

MOSFET的实际模型：

► Input capacitance: Ciss = Cgd + Cgs

► Output capacitance: Coss = Cgd = Cds

► Reverse transfer capacitance: Crss = Cgd

图2.8，MOSFET的模型

图2.8是MOSFET的实际模型，它的内核当然是一颗MOSFET，然后在这颗MOSFET上寄生了电容，其中平时最关注的是Cgd和Cgs，它们的影响，前面已有案例介绍。在评估和对比/替换MOSFET时，别忘了关注这两个参数。

然后MOSFET是有内阻的，Rds(on)，实际上也算是寄生参数吧，希望它越小越好，它会导致发热。注意，Rds(on)不是一个恒定值，它与Vgs的大小有关，Vgs越高，Rds(on)越小，所以在驱动MOSFET时需要过驱动，也就是MOSFET已经被导通之后，继续拉升Vgs达到降低Rds(on)的目的。

接着，晶元到管脚是通过金线连接的，它会表现为寄生电感。寄生电感实际上更加令人讨厌，因为它会产生尖峰电压（V=Ldi/dt），尖峰电压可能导致器件损坏，逻辑电路误触发。

MOSFET的驱动：