光源亮度检测应用笔记

光电检测应用
光电二极管等效模型和基本参数
- 连接并联电阻（RJ）
- 串联电阻（RS）
- 结电容（CJ）
- 暗电流（ID）
光电二极管电流-电压转换器
- 无源光电二极管电流-电压转换器
- 有源光电二极管电流-电压转换器
- - 光电二极管的2种工作模式：光伏模式和光导模式。
为了提高电路的性能，接下来将分析光电二极管放大器的几个关键设计要点
- 低输入偏置电流（IB）
- 低输入偏移电压（VOS）
- 共模输入电压范围
- 轨到轨输出
- 低输入噪声电流密度，低输入噪声电压密度
- 反馈电阻器
- 反馈电容器
应用实例
光电二极管放大器的噪声分析
- 噪声过滤

《用于光探测应用的 MCP6491 运放》应用笔记

光电检测应用

光电二极管是一种能够将光转换为与照明水平成正比的小电流的光电探测器。有许多探测器可用于光电检测应用，如光电二极管、光电晶体管、光电阻、光电管、光电倍增管、电荷耦合器件等。在这个应用说明中，我们将把重点放在光电二极管上，因为它是最常见的光电探测器，广泛用于检测光的强度、位置、颜色和存在的情况。

光电二极管等效模型和基本参数

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连接并联电阻（RJ）

RJ表示零偏置光电二极管结的电阻。一个理想的光电二极管将有一个无限的RJ，但RJ的实际值通常在数千MΩ的量级上，这取决于光电二极管的材料，温度每升高10°C就会降低2倍。较高的RJ值产生了光电二极管的低噪声电流。

串联电阻（RS）

RS是光电二极管的线键和触点的电阻。理想的光电二极管应该没有串联电阻，但典型值在几十Ω量级，比RJ小得多。RS用于确定零偏置条件下光电二极管的线性度。对于大多数应用程序，它都可以被忽略。

结电容（CJ）

CJ与结面积成正比，与二极管反向偏置电压成反比。对于零偏置的小面积二极管，典型值在几十个pF的数量级上。

暗电流（ID）

ID是在反向偏置条件下流过光电二极管的小泄漏电流。即使没有照明，它也存在，每上升10°的温度大约会翻一番。在零偏置条件下没有暗电流。

光电二极管电流-电压转换器

该电路用于将光电二极管的小输出电流转换为一个可测量的电压。通常，有两种类型的电路实现，即无源版本和有源版本

无源光电二极管电流-电压转换器

无源光电二极管流压转换器仅由无源组件实现，如下图所示。其输出电阻大致等于大电阻（RF）的值，输出电压等于I*RF
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较大的频率会对后续的负载电阻和电容造成负载效应，如不准确的VOUT和相对较长的响应时间。
此外，光电流的变化会导致光电二极管的偏置电压不稳定，从而改变结电容（CJ），影响光电二极管的频率响应。

有源光电二极管电流-电压转换器

电压转换器也被称为光电二极管放大器。基于光电二极管的工作模式，光电二极管放大器的两种电路实现如图下所示。

光电二极管的2种工作模式：光伏模式和光导模式。

① 光伏模式：光电二极管两端的电压为零。理想情况下，光电二极管中不会流过任何暗电流，线性度和灵敏度达到最高，而噪声水平相对较低（只有 RJ 的热噪声）。因此，光伏模式非常适合于高精度应用。下图为光伏模式下PD的跨阻放大电路，实际上由于光照uV级的反向偏置也会带来暗电流。
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② 光导模式：光电二极管两端具有反向偏置电压。反向偏置电压会减小二极管结电容、缩短响应时间。因此，光电导模式适合于高速应用（例如，高速数字通信）。该模式的主要缺点包括存在暗电流、非线性度和高噪声水平（Rj 的热噪声和 Id 的散粒噪声）。下图为光导模式下PD的跨阻放大电路。
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这两种实现在反馈回路中都有一个较大的电阻器（RF）。光电二极管放大器的输出电阻大致等于RF/AOL，其中AOL是运算放大器的开环增益。因此，输出电阻变得非常小，加载效应可以忽略。

对于光导模式放大器，偏置电压等于VBIAS。对于光伏模式放大器，偏置电压仅为零。当光电流变化时，两种偏置电压都不会发生变化，因此光电二极管的频率响应不会受到影响。

为了提高电路的性能，接下来将分析光电二极管放大器的几个关键设计要点

为光电二极管放大器选择一个合适的运算放大器是至关重要的。在一个运放数据表中有许多直流和交流规格，光电二极管放大器的关键运放规格如下显示和讨论。

低输入偏置电流（IB）

由于IB引起的直流输出电压误差等于IBRF。IB随温度的升高而升高，所以在温度越高时，误差就越大。通常，通过与运放非反相输入串联加入一个具有RFǁRJ值的补偿电阻RC，可以将电压误差降低为IOSRF。

但在高温下，由于RJ的值随着温升而显著下降，因此RC的值难以确定。在此情况下，RJ的值可以小于RF的值。此外，当运放器输入的噪声电流流过它时，RC将产生一个噪声电压。RC还会产生热噪声电压。这两个噪声电压都将被电路的噪声增益放大。因此，输出的噪声水平将会增加。

这两种实现在反馈回路中都有一个较大的电阻器（RF）。光电二极管放大器的输出电阻大致等于RF/AOL，其中AOL是运算放大器的开环增益。因此，输出电阻变得非常小，加载效应可以忽略。

因此，增加补偿电阻RC来降低电压误差IB*RF一般不是一种有效的方法。运放器的IB应该足够低，以保持电压误差在一个可接受的目标应用范围内。

低输入偏移电压（VOS）

在室温（25°C）下，由VOS引起的直流输出电压误差等于VOS*（1 + RF/RJ），这约为VOS，因为RF<<RJ，增益约为1 V/V。在高温下，由于RJ的值显著降低，且增益可能高于1 V/V，因此误差可能会大得多。此外，VOS漂移可能会使误差更严重。因此，低VOS和低VOS漂移将有助于降低高温下的输出误差。

共模输入电压范围

共模输入电压范围的至少包括接地，因为运放的非反相输入接地。

轨到轨输出

轨间输出有助于最大限度地提高动态输出电压范围，提高信噪比（SNR）。
宽增益带宽产品（GBWP）和高倾斜率（SR）

低输入噪声电流密度，低输入噪声电压密度

当噪声电流流过光电二极管放大器时，将会产生电阻器的噪声电压。运算放大器输入电流噪声密度（根号2 qI，其中q为电子电荷，I为电流）由IB决定，因此较低的IB给予较低的运算放大器输入噪声电流密度。低输入噪声电压密度对光电二极管放大器的输出噪声也起着非常重要的作用。它将被噪声增益放大，从而使输出噪声水平受到显著影响。这将在本节的后面进行解释。

反馈电阻器

反馈电阻（RF）的值应设置得尽可能大，以给予光电流较高的过阻抗增益。通常，当光电流处于其最大值时，这个增益应该足够高，以使用运算放大器的大部分输出电压摆动。对于精密应用，应选择具有紧密公差和低温系数的大电阻器

可以在后续的阶段中增加更多的增益，但是，噪声性能将不如在一个阶段中使用一个大的射频，这可以很容易地提高信噪比。

对于给定的带宽∆f，RF的热噪声电压由 4 kTRFf
给出，其中k为玻尔兹曼常数（1.38 x 10-13J/K），T为绝对温度(K)，RF为反馈电阻(Ω)。

输出信号由在这里插入图片描述
和信噪比=20*log（v信号/VNOISE）
给出。Rf增加，SNR提高：当 Rf 增倍时，电阻热噪声会增加 \sqrt{2} 倍，而输出信号电压会升高 2 倍，因此，SNR 会增加 3 dB。

反馈电容器

光电二极管放大器并不总是按照期望的方式进行工作。增益峰值和步进输出振铃是典型的现象，这可能发生在频域和时域如下两幅图所示。
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此外，噪声增益峰值导致了非常高的输出噪声水平如下图所示，这可能会严重降低输出信号的完整性。

下图以重对数尺度的方式显示了光电二极管放大器的噪声增益波特图。
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系统的稳定性由噪声增益（Gn）和交越频率处的开环增益（Aol）之间的净斜率决定。
未增加反馈电容Cf：Gn 和 Aol 之间的净斜率等于 +40 dB/ 十倍频，运放工作在不稳定状态，噪声增益剧增，出现振铃；
增加反馈电容Cf：Gn 和 Aol 之间的净斜率等于 +20 dB/ 十倍频，运放工作在稳定状态。

反馈电容Cf 的值将影响光电二极管放大电路的信号增益带宽和相位裕度。当Cf增大时，相位裕度将会升高，这会使系统更稳定，峰值剧增、阶跃过冲和噪声增益剧增现象会减少。但是，这也会导致较小的信号增益带宽和较长的输出响应时间。

不同相位裕度所产生过冲百分比如下：
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公式 1 近似给出了相位裕度为 65° 时的 Cf 值，其中假定 Rf << Rj
根据式1
其中，Cop为运放输入电容（共模输入电容+差模输入电容），GBWP为运放增益带宽积。
在45°相位裕度下 Cf 的相应值将为公式 1 中所示的一半。

在反馈回路中可以添加一个小电容器（CF），以消除增益峰值、脉冲输出振铃和噪声增益峰值问题。如下图所示
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应用实例

这里我们提供了一个例子来说明电路在添加反馈电容器后在频域和时域的性能改善。

在下图所示中，光电二极管的RJ = 2000 MΩ，在25°C，CJ=100pF，放大器电源VDD = 5.5V，RF = 10 MΩ，并假设在两个交替照明水平下Vout在2V和4V之间切换。
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MCP6491opamp的典型GBWP为7.5 MHz，其输入电容为COP = CCM + CDM = 12 pF。为了使光电二极管放大器稳定，需要一个反馈电容器CF。根据公式 1 ，当放大器的相位裕度为65°时，CF的值为1 pF。在室温（25°C）下，由MCP6491的IB和VOS引起的输出直流电压误差由IBRF + VOS = 1 pA10 MΩ + 1.5 mV = 1.51 mV。