应用模拟开关时，开关时间是一个重要的考虑因素，但是，不能将开关时间与建立时间相
混淆。导通时间和关断时间只是从控制输入到开关切换间的传播延迟的一种衡量指标，主要由驱动和电平转换电路中的时间延迟导致。tON和tOFF两个值一般是在从控制输入前沿的50%点到输出信号电平的90%点之间测量的。

        接下来，我们将考虑用运算放大器缓冲CMOS开关或多路复用器输出时涉及到的问题。当一个CMOS多路复用器接至反相求和放大器时，应该注意的是，导通电阻及其作为输入电压函数的非线性变化将导致增益误差和失真误差，如下图所示。如果电阻较大，则开关漏电流有可能带来误差。小电阻有利于减少漏电流误差，但会增加因RON有限值导致的误差。

        为了减少因输入电压变化导致的RON变化的影响，建议把多路复用开关置于运算放大器求和点，如下图所示。这样可以确保开关仅以约±100 mV而非全±10 V电压调制——但各个输入引脚都需要一个独立的电阻。

说明：通过将多路复用开关置于运算放大器求和点时，Ron上的变化电压将由高共模降低至低共模电压，进而减小Ron受电压影响。 

        必须了解因添加多路复用器给求和点增加了多少寄生电容，因为给该节点增加的任何电容都会给放大器闭环响应带来相移。如果该电容过大，则放大器可能变得不稳定并产生振荡。可能需要在反馈电阻上跨接一个小电容C1来稳定电路。
        在如下图所示电路中，RON 的有限值可能成为重要的误差源。增益设置电阻应该至少是开关导通电阻的1000倍，以保证0.1%的增益精度。较高的值会带来更高的精度，却会降低带宽，增对漏电流和偏置电流的敏感度。
        补偿RON的一种更好的方式是使一个开关与反相放大器的反馈电阻串联，如下图所示。不妨假定，单个芯片上的多个开关在绝对特性和温度跟踪特性方面良好匹配。因此，放大器在单位增益下具有闭环增益稳定性，因为总前馈电阻和反馈电阻是相匹配的。 

        最好的多路复用器设计以如下图所示方法驱动放大器的同相输入。同相输入较高的输入阻
抗将消除RON 带来的误差。

        CMOS开关和多路复用器通常与运算放大器相结合，以形成可编程增益放大器(PGA)。为了了解RON 对其性能的影响，我们来考察一下下图中的不良PGA设计。一个同相运算放大器有4个不同的增益设置电阻，各通过一个开关接地，RON 为100-500 Ω。即使当RON 低至25 Ω时，增益为16时的误差为2.4%，比8位精度还要差！RON 还会随温度而变化，在开关间也会发生变化。

        要尝试“修复”该设计，可以增加电阻，但随之而来的是噪声和失调问题。对于这种电路，提高精度的唯一方法是使用几乎不存在RON 的继电器。只有在这种情况下，继电器仅数mΩ的RON 只会产生较小的误差(与625 Ω相比)。
        最好使用对RON不敏感的电路。在下图中，开关与运算放大器的反相输入串联。由于运算放大器的输入阻抗非常大，因而与开关RON不再相干，而此时的增益完全由外部电阻决定。请注意——如果运算放大器偏置电流较高，RON可能会增加较小的失调误差。如果情况确实如此，则可在VIN 用一个等效电阻进行补偿。

CMOS开关和多路复用器中的寄生闩锁

        由于多路复用器往往处于数据采集系统的前端，因此，其输入一般来自远程位置——因而它们往往会受到过压条件的影响。了解这个问题及其与CMOS器件的相关性显得尤其重要。尽管本文主要讨论的是多路复用器，但它与几乎所有类型的CMOS器件都有密切关系。
        多数CMOS模拟开关是以结隔离CMOS工艺制成的。单个开关单元的横截面如下图所示。如果模拟开关引脚的正电压比VDD 大或者负电压比VSS 大，则可能发生寄生硅控整流器(SCR)闩锁现象。即使是瞬变条件(如在有输入电压时上电)也有可能激活寄生闩锁。如果传导电流过大(数百毫安或以上)，结果可能损坏开关。

        寄生SCR机制如下图所示。当开关的引脚之一(源引脚或漏引脚)比正VDD 大一个二极管压降
或者比负VSS 大一个二极管压降时，将产生SCR动作。前一种情况下，VDD 引脚变成SCR栅极输入，并提供电流以激活SCR动作。当负电压比VSS 大时，VSS 引脚变成SCR栅极输入，并提供栅极电流。任一情况下，电源之间都会有高电流通过。电流量取决于两个晶体管的集电极电阻，可能非常小。

        一般而言，为了防止发生闩锁条件，CMOS器件的输入不得高于正电源0.3V，也不得低于负电源0.3V。请注意，这一限制同样适用于电源关断(VDD = VSS = 0 V)的情况，因此，当输入端存在信号时，如果此时将电源施于某个器件，则器件很可能闩锁。CMOS器件的制造商们无一例外地把这一限制列于数据手册的绝对最大额定值表中。另外，过压条件下的输入电流应限制为5-30 mA，取决于具体的器件。
        为了防止出现这种SCR闩锁，可以将一个串联二极管插入VDD 和VSS 引脚中，如下所示。二极管会阻止SCR栅极电流。正常情况下，寄生晶体管Q1和Q2的beta较低(通常不到10)，
需要相对较大的栅极电流来激活SCR。二极管对反向栅极电流进行限制，以免激活SCR。

        如果采用二极管保护模式，则开关各供电轨的模拟电压范围将减少一个VBE压降，在使用低电源电压时，这样做可能不太方便。
        如前所述，CMOS开关和多路复用器也可以免受过流的影响，其方法是插入一个串联电阻，把电流限制在安全电平以内，如下图所示，一般低于5-30 mA。鉴于RLOAD 和RLIMIT 形成的阻性衰减器，只有在开关驱动相对较高的阻抗负载的时候，这种方法方才有效。

        一种常见的输入保护法如下图所示，其中，肖特基二极管从输入引脚连接至各个电源电压。二极管实际上可以有效防止输入引脚超过电源电压达0.3-0.4 V以上，由此避免了闩锁条件的发生。另外，如果输入电压超过电源电压，则输入电流会经过外部二极管流至电源，而不流到器件中。肖特基二极管可以轻松处理50-100 mA瞬变电流，因而，RLIMIT 电阻可以非常低。

        多数CMOS器件的内置ESD保护二极管都是从输入连接到供电轨，大幅降低了闩锁的可能。然而，内置的二极管在0.6 V时开始导电，而且电流处理能力有限，因此，添加外部肖特基二极管可以提供额外的保护。然而，必须考虑二极管漏电流和电容的影响。请注意，闩锁保护并不提供过流保护，反之亦然。如果一个系统中可以同时存在两个故障条件，则须同时使用保护性二极管和电阻。